5G可以使用什么波形（史上最全）

发布时间：2023-03-14作者来源：金航标浏览：2437

对于NR，需要改进波形设计以有效地复用不同的服务，同时分别针对每个服务的特定要求进行优化。

针对不同的候选波形，进行单独介绍。

单载波波形

单载波调制已广泛应用于诸如GSM、CDMA2000和UMTS WCDMA的蜂窝系统中。由于其时域符号排序，它们通常提供低峰均功率比（PAPR），从而提高PA效率和延长电池寿命。这使得单载波波形特别适用于诸如mMTC（即WAN IoE）的使用情况，其中电池功率和覆盖范围扩展是主要优化目标。

另一方面，单载波波形在频率选择性信道下会出现链路退化，并且通常需要使用均衡器来在多径情况下实现高频谱效率。

恒定包络波形

高传输效率的最简单解决方案是采用恒定包络波形。这允许几乎任何PA在饱和点运行，而无需削波或需要预补偿或后补偿来考虑削波。然而，该机制的缺点是，从容量角度来看，相对于正交幅度调制而言效率低下，但对于不需要高数据速率的应用类别，恒定包络波形更可取，因为它实现了[敏感词]的PA效率。

最常用的恒定包络波形，包括最小移位键控（MSK： minimum-shift-keying）和高斯最小移位键（GMSK： Gaussian minimum-shift-keying），属于连续相频移键控（CPFSK：continuous phase frequency-shift-keying ）信号。MSK被IEEE 802.15.4标准采用，该标准为ZigBee提供了物理层平台。GMSK也用于GSM、蓝牙和BT-LE。

众所周知，MSK可以等效地被视为具有正弦脉冲整形的偏移QPSK，其提供有效的调制和解调。请注意，在调制器之前[敏感词]了差分编码器，以避免解调器处的误差传播。这也有助于简化调制器，因为差分编码器和差分解码器相互抵消。

GMSK是MSK的变体，其中信息序列的高斯滤波版本被应用于MSK调制器。高斯滤波器有助于提高MSK的频谱效率，并减少符号间干扰。注意，随着高斯滤波的引入，GMSK信号不能再被视为偏移QPSK。GMSK的典型接收机使用GMSK脉冲的线性近似，并将调制视为脉冲幅度调制（PAM：pulse amplitude modulation ）信号的和。基于这种近似，可以使用众所周知的维特比检测器作为解调器。请注意，GMSK的较低复杂度解调器通常用于低功率设备，如BTLE。

恒定包络总结如下：

单载波QAM

如前所述，可以使用更高阶的QAM来实现单载波波形的更高频谱效率。在3G蜂窝网络（例如UMTS、CDMA2000、1xEV-DO）中使用的最常见的波形是具有QAM调制的单载波CDMA。

具体地说，当选择QPSK调制时，它给出具有0dB PAPR的恒定幅度波形。然而，在实践中，单载波调制之后通常是在频域中更局部化的时间色散发射脉冲整形滤波器，以减少带外（OOB：out of band）泄漏并满足相邻信道泄漏比（ACLR：adjacent channel leakage ratio）要求。图3说明了具有和不具有发射脉冲整形的单载波QPSK调制的功率谱密度（PSD：power spectral density）。结果，在接收机侧还引入了匹配滤波器以最大化SNR。为了消除符号间干扰（至少对于频率平坦的信道），脉冲整形滤波器通常被选择为half-Nyquist滤波器，即发射和接收器滤波器的级联响应Nyquist特性。具体而言，在图3中，绘制了WCDMA中使用的具有滚动因子的根升余弦滤波器的PSD。

请注意，使用发射脉冲整形，发射波形不再是恒定包络，PAPR>0 dB。在图4中，说明了在平均功率以上具有不同限幅阈值的单载波QPSK的PSD。图6显示了对应于不同限幅阈值的EVM。

可以应用一些增强来进一步降低PAPR，例如π/4–QPSK，它引入了偶数和奇数星座之间的π/4旋转，从而消除了通过原点的任何路径（即零交叉）。在UMTS中，HPSK加扰用于消除具有(2k,2k+1)索引的任何码片对之间通过原始码片的任何路径。该方法依赖于这样一个事实，即至少使用2的扩展因子来扩展调制符号。

图5比较了几个单载波波形与QPSK调制的PAPR，其中一些将在后面讨论。这部分解释了图6的观察结果，其中与DFT扩展OFDM波形相比，单载波QPSK给出了更低的EVM。

应当注意，这里所示的PAPR和限幅不反映多用户复用，例如码分复用。

此外，可以采用两种自然方法来实现更宽的频带，即通过增加采样率，或通过在相邻信道上提供单独的单个载波。如图2和图4所示，脉冲整形滤波器可以设计为提供足够的相邻信道抑制，以便每个信道都可以达到其期望的峰值速率。后一种方法是3G多载波方法的基础，例如EV-DO修订版B或双载波HSDPA。

总之，对SC-QAM得出以下结论：

在存在多径衰落的情况下，使用单载波QAM实现更高频谱效率的一个重要方面是采用良好的均衡算法。在许多情况下，这取决于接收机的设计和根据实现可以提供的复杂性。尽管存在众所周知的时域算法，如分数间隔均衡、RAKE和自适应均衡，但普遍存在的误解是，将计算效率高的频域均衡归入仅OFDM波形。事实上，与此相反，单载波可以用频域均衡来实现，并且包括循环前缀的基于块的传输方案的构造通常被正式称为SC-FDE。这种方案如图7所示。包括这种波形的标准是802.11ad，这是一种60GHz的未经许可的毫米波技术，使用这种波形的商业实现已经由高通Atheros发布。

总之，SC-FDE具有与SC-QAM相当的优点/缺点，除了在接收机处提供方便的FDE实现，代价是CP导致的频谱效率损失。

单载波DFT扩展OFDM

SC-FDE的一个变体是DFT扩展OFDM，其中时域QAM用M点DFT进行变换，该M点DFT用于在较大的IFFT上调制不同的音调集，该IFFT将该信号变换回时域。如果M等于IFFT的大小，我们就得到了原始SC-FDE。

DFT扩展OFDM的主要目的是在频域中为多个用户正交分配不同带宽的灵活性。当该波形与频率复用相结合时，通常称为SC-FDMA。在SC-FDMA中分配带宽有两种常见方式：

本地化SC-FDMA（LFDMA）：为每个用户分配连续的子载波。这种方法的一个示例是在LTE上行链路数据和上行链路控制信道中。
交织SC-FDMA（IFDMA）：为每个用户分配均匀分布在整个频带上的非连续子载波。虽然不是连续的，但是子载波之间的相等距离仍然保持IFFT输出为单载波波形。这种方法的一个例子是在LTE的上行链路SRS中。

由于每个用户分配的子载波跨越整个频带，与LFDMA相比，IFDMA可能实现更好的频率分集。然而，根据信道的相干带宽，在IFDMA中频域中的信道插值可能更困难。

与SC-FDE一样，将循环前缀添加到波形允许在接收器处简单而明显地实现频域均衡器。M点DFT预编码有助于在用于波形合成的N点OFDM之后保持单载波特性，从而导致比常规OFDM波形更低的PAPR。如果PA以较少的回退运行，则降低的PAPR可以转换为更好的效率，尽管与其他波形相比不太理想。

SC-FDMA的另一个重要优点是当存在紧同步时可以提供的低载波间干扰。从数学上讲，由于每个M点DFT使用的子载波集合在任何其他M点DFT的副载波处具有零，因此该载波间干扰在完全同步的情况下变为零。对于其他频域复用方案，如使用RRC滤波来分离相邻子信道，如图3所示，情况并不总是如此。然而，应注意的是，与在所有QAM符号上连续内插的RRC滤波不同，因为SC-FDMA是基于块的波形技术，所以块之间将存在不连续性。然而，这可以通过加权重叠和增加（WOLA：weighted-overlap-and-add ）来缓解。WOLA对排放的改进如图8所示

Zero-Tail DFT-OFDM

零尾DFT扩展OFDM主要变化是，规则循环前缀被填充到DFT预编码的数据输入的零符号所取代，如图10所示。

零尾[敏感词]具有以下优点：

零尾的长度可以是可变的，这取决于每个用户的信道延迟扩展和传播延迟，而不是整个网络的固定CP长度。这可能会减少一些用户的开销。
OOB泄漏可以由于零填充而被抑制，这平滑了相邻符号之间的转换。
零尾可以潜在地减少与RF波束切换相关的开销。

当将DFT扩频OFDM与零尾进行比较时，零尾保护优化似乎在链路性能方面略有改善。然而，在现实中，仅改变CP或保护以处理所有延迟扩展是不够的，但是子载波间隔（以及因此的块长度）也应该被缩放以选择性地最佳地处理延迟扩展和信道。因此，对于相同的块大小和子载波间隔，如果考虑LTE中的CP开销，则零尾保护优化可能仅受益达7%。此外，将有额外的信令开销来支持零尾增加的控制环路复杂性。

图5和图6将ZT DFT扩展OFDM的PAPR和EVM与其他单载波波形进行了比较。请注意，与[敏感词]的零尾相对应的IFFT后采样部分不是有用信号的一部分，我们将其从平均功率计算中排除。正如预期的那样，ZT DFT扩展OFDM给出了与常规DPT扩展OFDMA波形相当的PAPR和EVM。

图11比较了ZT DFT扩展OFDM与单载波QPSK的PSD。它比-50dB以上的单载波QPSK差，但在-50dB以下衰减更快。与上图中的SC-FDMA相比，情况正好相反。

基于以上分析，我们可以对ZT DFT扩展OFDM总结如下：

基于OFDM的多载波波形

多载波波形通常可以用以下表达式表示

尽管这看起来类似于DC-HSDPA等方案，但这里将仅考虑子载波可能与相邻子载波具有频率重叠，但在频域中的完美子载波采样时实际上为零。这种方法最常用的部署版本是OFDM，称相关波形为基于OFDM的多载波波形。

CP-OFDM

CP-OFDM波形是现有宽带无线标准（包括3GPP LTE和IEEE 802.11）中使用最广泛的多载波波形，因为它具有许多吸引人的特性：

使用FFT/IFFT的高效实现
通过使用CP，在非平坦信道上直接应用MIMO技术以实现高频谱效率
非平坦信道的每个子载波的简单FDE
为用户动态分配带宽

CP-OFDM波形可以通过以下方式合成为图12的简单特例

将原型滤波器p(n)设置为矩形脉冲
旁路b(n)

这种简化允许使用FFT和IFFT有效地实现调制器和解调器。

OFDM优于单载波方法的一个早期优势是频率选择性衰落信道中的链路性能下降，然而，随着接收机设计的不断发展，SC-FDE和相关变型甚至在引入PA非线性之前也有可能表现得相当。另一个更重要的区别在于OFDM在单载波上提供的信号和用户复用，这对于实现诸如MIMO空间复用之类的特性尤为重要。例如，与单载波或甚至DFT扩展OFDM相比，用于跨不同复用用户的信道估计的导频放置可以在整个OFDM时频网格上更加灵活。然而，在没有空间复用的较低频谱效率下，单载波和DFT扩展OFDM可以更适合于来自功率受限设备的具有较低阶调制（例如QPSK）的调度传输。

据报道，CP-OFDM波形本身的一个缺点（即没有附加的发射处理，例如WOLA）是由于矩形原型滤波器而导致的频率定位相当差。缓慢衰减的OOB泄漏可能会对相邻频带造成干扰。只要用户之间存在频率偏移，它也会导致带内干扰。图14显示了具有12个连续数据音调的CP-OFDM波形的PSD。CP长度被设置为OFDM符号长度的大约10%。PAPR如图12所示，明显高于单载波波形。

带WOLA的CP-OFDM

在具有加权重叠和相加（WOLA：weighted overlap and add）的CP-OFDM中，矩形原型滤波器被两侧具有软边缘的脉冲代替，这导致频域中更尖锐的侧坡衰减。滤波器响应开始和结束处的软边缘有效地提供了频域中更好的包含原型滤波器。因此，具有WOLA的CP-OFDM是图12的特殊情况，具有：

改进原型滤波器p(n)，使其具有比常规CP-OFDM中使用的矩形滤波器更好的频率响应
旁路b(n)

在实践中，通过使用时域开窗方法，将软边缘添加到OFDM符号的循环扩展中，可以获得更好的包含频率响应，如图13所示。尽管边缘进一步扩展了每个符号，但开销仍然与CP-OFDM波形相同，因为相邻符号在边缘过渡区域重叠，如图13所示。

时域中窗口（或边缘）的形状决定了原型滤波器的频率响应。在主瓣宽度和旁瓣抑制之间进行了不同的权衡。总的来说，升高的余弦边缘似乎是一个很好的折衷方案，可以直接实现。

图14说明了在发射器处带有WOLA的CP-OFDM的PSD。请注意，OOB抑制明显优于CP-OFDM。具有Tx WOLA的CP-OFDM的PAPR与常规CP-OFDMA相当，如图21所示。

除了在发射机处应用WOLA以减少信号的OOB泄漏之外，WOLA也可以类似地应用于接收机以抑制其他用户的干扰。当用户是异步的时，在接收器处应用的软边缘有助于减少由不匹配的FFT捕获窗口导致的其他用户干扰。Rx WOLA处理如图15所示。

为了说明使用Rx WOLA抑制异步用户干扰的效果，将16中相邻干扰源的OOB泄漏与随机偏移进行了比较。在模拟中，两个具有12个音调的用户彼此相邻，FFT捕获窗口与期望的用户信号对齐。在两个用户之间[敏感词]随机偏移，并在1000次运行中平均干扰源的PSD。如图16所示，当存在Rx WOLA时，来自异步相邻用户的干扰明显更高。

UFMC

与WOLA一样，UFMC旨在减少信号的OOB泄漏。然而，尽管WOLA为此引入了升余弦原型滤波器，UFMC引入了非平凡带通滤波器b(n)。图17显示了UFMC的调制器和解调器。

发射机操作如图18所示。IFFT符号的生成方式与传统CP-OFDM相同。代替CP，在IFFT符号之间引入填充有零的保护间隔（GI:guard interval），以防止由于tx滤波器延迟导致的ISI。最后，符号经过tx滤波器b(n)，然后传输。通常，tx滤波器长度被设置为与保护间隔持续时间相同。

图19显示了接收器操作。由于引入了GI而不是CP，因此UFMC中没有保留循环卷积特性。因此，接收机结构不像CP-OFDM中那样简单。与丢弃CP的CP-OFDM接收机不同，UFMC接收机使用包括GI在内的整个符号。为此，在接收机处使用2x大小，但只有2x大小FFT输出的偶数音调用于检测。

因此，从图12的角度来看，UFMC可以总结如下。

在UFMC中：

原型滤波器是矩形脉冲，其后是零间隔。零间隔表示符号之间的保护间隔。矩形部分对应于IFFT符号。
tx滤波器b(t)经过精心设计以抑制OOB干扰。tx滤波器b(t)的滤波器抽头通常设置为与GI长度相同。

为了抑制OOB干扰，tx滤波器必须仔细设计为仅通过指定RB的带通滤波器。特别是，当每个RB由相同数量的连续音调组成时，仅通过移动中心频率就可以普遍重用相同的滤波器。图17中的变送器显示了最终的框图。每个RB具有相应的tx滤波器。因此，当资源块被分配给发射机时，必须并行计算并行IFFT和tx滤波操作。